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低频时码接收机电路(JJY60,BPC)

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序 号:213579 (电子世界)
标 题:低频时码接收机电路(JJY60,BPC) (25214字)
发信人:列兵
时 间:2016/12/4 8:24:03
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详细信息:
许剑伟 于莆田十中

一、前言

  ?#21015;?#23398;的时候,同学们常拿一些磁铁玩,有一种圆柱形的磁铁,磁力很强,我一直梦想拥有象这样的一块大磁铁(上高中后,我看到爷爷有这种磁铁,这才知道当时同学们的磁铁取自农村家庭广播喇叭上的永磁铁),后?#27425;?#30495;的拥有了这样一块磁铁,我到处吸铁沙。到了小学四年级的时候,《自然》课的老师?#24418;?#20204;拿一条导线、铁钉两支、一个电池。?#19968;?#19981;知道老师要我们拿这些东西干什么。课堂上,老师教我们绕制一个电磁铁,原来这世界上还有这?#32469;?#22937;的事情。后来,我经常找一些柒包线制线圈,制造了很多垃圾。到?#23435;?#24180;级,班主?#25105;?#25105;们每人搞一个小制作,我正发愁,水利?#20540;?#32769;乡到我家做客,他是一个熟悉电子学的大学生,从我的《少年科技》上选了一个“电子?#26469;?#22120;?#20445;?#35828;是这个东西很好做。那个电路用了两个3AX31三极管,我根本不懂三极管,但对它有极大的热情。老爸跑到厦门帮我买来所需的器件,我们俩连夜加班制作了这个电路。由于分不清三极管的3个脚,所以没有制作成功,第二天一大早就去找那位老乡,他?#31561;?#32423;管烧了一个,他从收音机里拆一个三级管给?#19968;?#19978;,?#36824;?#20182;说由于放大倍数不一样,?#26469;?#22120;工作不大正常。直到很多年后,我有?#36865;?#29992;表,我才弄清楚三极管三个管脚的判别。

  上初中的时候,已有基本的阅读能力,接触的电路?#25237;?#20102;一些,我开始学做一些音频电路,但是对无线电的文章几乎看不明白。到了高中,回到莆田上学,在路边书滩上看到一本70年代的《无线电》杂志,里而讲到了调幅原理,所涉及的数学问题正是我刚学习的三角函数。我渐渐意识到数学在电路设计、制作中的重要作用。同时也有制作一台收音机的打算,但苦于没有元件无法制作。大学的时候,学习了一些基础课程,从?#23435;?#23545;制作一台收音机更有把握了,于是借助学校实验室的仪器,绕制了所需的线圈,并制作了中波收音机,虽然灵敏度不高,?#36824;?#25910;听效果不错。种种原困,我不再搞无线电了,去研究电脑了。两年前,突然对天文学问题十分感兴趣,我开始研究天文算法,这把我带进了另一个世界,设计了《寿星天文历》,得到许多网友支持。天文学与电子学,很多数理方法是相通的,有个明显的不同是,天文学要求高精度,少则3至5位有效数字,多则十几位有效数字,每一个轻微的误差都不能放过。岁差、章动、相对论改正、日月食……,等等一系列问题,都须要高精度,在牧夫天文网与网友讨论日食计算精?#20219;?#39064;,讨论到最后总是在一两秒的误差上计较。我们的?#30452;?#27809;有这等精度,要如何得到正确的时间呢?想了不少办法,发现长波低频时码是十分有效的、便捷的方法,于是重操旧业,再次研究一下无线电。

  长波信号与中短波信号的传播方?#25509;?#36739;大的不同,接收机制作技巧也有所不同。这方面的资料很少,只?#20040;?#27599;一个细节入手,自行设?#39057;?#36335;了,所以本文较长。

二、概述

设计目标:在东南沿海稳定的接收长波时码。

  在福建,低频时码信号十分微弱,接收困?#36873;?#28120;宝上有卖低频时码接收模块,一个15元,我买了几个回来试验,效果不是很好。经常因电磁干扰收不到信号,如果使用220V电源供电,接收更?#27704;?#38590;,于是我决定自行设计一款接收机,提高抗干扰能力,能够使用220V供电。

  经过多天努力,终于设计并调试成功,与淘宝网的集成电路模块相比,信号接收稍好一些。较强干扰时,都不能接收,较弱干扰时接收成功?#26102;?#28120;宝模块好。本电路使用电源供电时,不受影响。

整机电路:


各元件的作用:

  以大天线电路为例解释。

  T1起到输入阻抗匹配的作用。在AGC输出为1.2V时,T1的基极偏置电阻上的电压只有0.6V左右,所以T1输入阻抗高达4.8M*26mV/0.6V=208k,天线的谐振阻抗是47k,基本不影响天线的Q值。T1本身也有少量的电压放大作用。

  T2前级主力电压放大。

  T3配合晶振完成滤波,具有少量电压放大作用。

  T4后级主力电压放大。

元件选择:

  时码载频放大的三极管选用高频管9018。9018本身的噪声不大,比较适合本电路。集电极接L2电感的那个三极管不可使用9013或8050之类的开关管,如果非要使用,请在集电极串接1k的电阻,因为开关管的饱和电阻太小了,如果存在某个瞬间的强噪声,会产生?#30475;?#30340;集电集非线性流,造成严重的谐波干扰,线路不稳定。如果没有9018,也可以使用2N5551之类耐压?#32454;?#30340;小功?#20351;?#31649;,耐压高了,最大工作电流比较小,饱和电阻一般会比较大。9018的饱和电阻也比较大,放大倍数约为100。9018属高频管,fT可高达500M以上,不利于过滤高频干扰,所以建议输出级改用2N5551。

  AGC电路、比较器电路的三极管使用放大倍数高一点的开关管。我使用的8050放大倍数约为300。请不要使用放大倍数只有20或30的管子。

  电路中大量使用同形号的元电,购买十分方便。?#28909;紓?#20351;用了很多2.4M、10k的电阻。其中4.8M电阻可以由两上2.4M电阻串联得到。

  1000uF/6.3V电容取自精英电脑主板。这种电容漏电很小。

  同型号的元件,应采用同一批次,这样参数就比较统一,计算起来很方便。差动平衡输入级的两个三极管,参数尽量一至,如放大倍数相差20%不要仅紧,如果相差了5倍,这就不好了,同样两个差分管的be正向压降也应一至,只要是同一批次的,参数一般差不了多少。

  二极管全部使用1N4148。发光二极管选用红色的、发光灵敏度高的,这样在0.1mA电流下也可以发光,有利于降低整体耗电量。检波管使用9012或8050均可,使用8050效率高一些。

  有条件的,可使用双面敷铜板制作。如果使用万能板制作的,还应垫一块单面敷铜板当作电场屏?#20255;澹?#20197;减小电路本身噪声。

  电路正常工作时,应可以看到发光二极管每秒稳定?#20102;?#19968;次。由于AGC电压上升缓慢,所以开机几十秒后才能正常工作。调试时,应注意天线的方向性。电场、磁场的方向垂于电波传播方向的。

整机?#38405;埽?br>
  以大天线为例。

  当场强为1.0mV/米时,工作状态优良,时码信号十分清析。当场强为0.5mV/米时,工作状态正常。当场强为0.2mV/米时,工作状态不知道,没有测试条件。虽然只用4个三极管进行信号放大,但整机灵敏度不会比淘宝模块差。

  抗干扰能力:优良。在我家一般很少收不到信号。可以使用市电供电,不?#29575;?#30005;干扰。

  积体:很大。

  电原适应范围比较宽大,估计2.5V以下也可工作。

三、制作技术及相关知识理论

1、JJY60参数、时码格式如下:
  日本通信综合研究所于2001年10月在九州富冈新建了60kHz的授时发射站JJY60。
  发射站名称:JJY60(九洲局)
  长波频率:60kHz
  发射功率:50kW
  发射站所在地:日本福岗
  发射地标:33°28’N,130°11’E
  发射时间:永久
  调制方?#21073;?#24133;移键控法(通断键控调制法)
  距离福建:约1500公里
  编码格?#21073;?#26377;P、1、0三种时码信号。保持100%高振幅0.8s后转为10%低振幅0.2s表示0码,保持高振幅0.5s后转为低振幅0.5s表示1码,保持高振幅0.2s后转为低振幅0.8s表示P码。每?#31181;?#20026;1帧,传送60个时码信号,这些信号包含分、时、日、年、星期等时间信息。连续两个P码表?#23616;?#24320;始。每10秒钟出现一个P码,P码是定位码。时间按照BCD码格式解码即可,详见下图。


2、BPC参数、时码格式如下:
  2007年7月,在中国河南商丘建成的电波塔已经开始发送电波
  台址:河南商丘(天线坐标:?#34109;?4.457度,东经115.837度)。
  频率:国家无线电管理委员批准的68.5KHz;
  发射机:全固态
  发射天线:伞状单塔;
  发射功率100千瓦(2009年发射有效功率90kW);
  覆?#21069;?#24452;:天波3000公里,地波1000公里;
  调制方?#21073;?#30001;编码调?#39057;?#20803;提供已调波的脉冲负极性键控;
  发播时间:2009年每天发播21小,早上5点至8点停播
  授时精度:±0.1ms
  编码格?#21073;?nbsp;高华公?#23613;?#22269;家授时中心?#22402;?#24320;编码格,以下为本人接收几十组信号后分析的结果。信号以20s为周期发送由四进制数组成的携带有时间信息的数据帧;每秒发送一位数据;脉宽为100ms代表四进制数据0,脉宽200ms代表数据1,脉宽300ms代表数据2,脉宽400ms代表数据3。用1秒的空白作为相邻两帧的间隔。脉冲是负脉冲形式的,即保持低电平100ms再转为高电平900ms表示0,保持低电平200ms再转为高电平800ms表示1,其它类推。空白到在1秒期间内全是高电平。


 图中,各秒内的数字为权值,如日数权值为16的位接收到0,权值为4的位接收到2,权值为1的位接收到3,这表示日数是16*0+4*2+1*3=11日。

  脉冲的下降沿为1秒的开始。空白码到来时,表示整20秒到来,即1?#31181;?#20869;的第0或20或40秒开始。由于空白码期间载波都是满振幅的,没有下降沿,所?#22278;?#33021;直接得到第0或20或40秒开始时刻。空白码结束后的第1个下降沿正是第1、21、41秒的开始。

3、电路和制作的技巧

  主要遵守音频电路制作的技巧。?#28909;?#23631;蔽技术,与音响电路的屏蔽同等重要。不同的是,音响输出可以使用耳朵监听波形信号的好坏,而时码信号频率偏高,耳听不?#21073;?#21482;好使用示波器了。耳朵可以在十分噪杂的声音中?#30452;?#20986;有用信号,而示波器没有办法,信噪比较低时看不到信号。但示波器可以定量分析,耳朵很困?#36873;?#22914;果没有示波器,建议依样画葫芦,不要改动电路。

4、《电路原理》、《晶体管电路原理》

  这些基础知识很重要。如放大能力的计算,阻抗的计算,滤波器的计算,分布参数影响的计算?#21462;?#20174;根本上说,高频电路与低频电路的电路分析原理其本相同,?#28909;?#27431;姆定?#20254;?#22797;频域分析等等都是通用的。输入选频及前级放大,使用高频电路常用的分析法。

5、电磁波与电磁场原理。

  天线设计与计算时使用到。

6、噪声来?#27425;?#39064;:

  明白了噪声的来源,才会更有目的性的采取?#31181;?#22122;声的措施。

  1)工频干扰(可理解为一种噪声)


  这是一种非常强劲的干扰?#30784;?#24403;使用线圈式变压器给电时,很容易引入这种干扰,使用电池供电就会好很多。变压器初级与次级的分布电容,会造成次级对地形成80V至150V左右的工频电压。由于分布电容较小,估计也?#22270;?#21313;到几百皮法,所以次级对地表现为很大的容抗,容抗大小约在10MΩ数量级。如果次对地电阻为10k?#31119;?#37027;么这个电阻上的工频电压可达0.1V左右。制作音响电路时,常遇到“?#23435;恕?#30340;交流声,即时使用了线性稳压集成,有时还是有交流声,这种交流生往往就是以这?#20013;?#36827;来的。

  变压器次级与电路板通常没有真正接入大地,只是一个虚地,这里?#33670;?#27169;拟地。在Z1的耦合下,模拟地对大地噪声很强。接在次级的电子元件元件本身对地的阻抗Z3很高(如1000MΩ以上),那么交流声将变小100倍以上,由于Z1元小于Z3,所以Z1可忽略。?#23548;?#19978;,分立元件以及电路板铜线的尺寸为厘?#36164;?#37327;级,我们无法用手工方法作得很小,所以元件对地容抗不易得很大。当大导体(如人体)接近这些元件时,元件对地容抗Z3变小很多,交流声变大。设元件阻抗Z2,那么Z2上的工频噪声衰减为Z2/(Z3+Z2)约=Z2/Z3。

  假设用手触碰天线的绝缘皮,Z3下降为30M欧,模拟地的工频噪声为100V,当Z2=300欧,衰减?#35838;?/1000000,若,那么Z2上的工频噪声为1mV。

  2)市电噪声

  市电的其它噪声与工频噪声是相?#39057;模?#19981;同的是,噪声频率范十分宽广,噪声电压比工频小了几十倍。当频?#24335;细?#26102;,由于阻抗小,所以引入的噪声也是很强的。Z2的大小直接影响到噪声引入的大小。当阻抗达到100k时,很容易引入10uV甚至1mV以上的噪声。

  如果条件许可,对电路板进行屏蔽处理,整个电路板看作一个整体元件,那么Z2阻抗非常小,市电噪声及工频干扰就会消失。音响电路的常常装在一个铁盒子中,大有减小噪声的意图。?#36865;猓?#29992;电池供电可大大减少市电引入的噪声。市电噪声属于近场噪声,不接电?#30784;?#36828;离电源线,噪声就会变小。近场的特点是,电磁场能量主要被约束在干扰原附近,少量辐射的能量随距离增加衰减也很快。

  总之,电路中某一点,如果相对于模拟地为高阻抗(如100k),将会引入很大的噪声。

  3)磁噪声

  工频噪声可由变压器的泄露磁场引入。电路中的LC选频回入吸收工频。远离变压器、大电流的线圈也可减小磁干扰。近磁声干扰比较多,只要远离干扰源即可解决问题。

  4)自由电磁波噪声。通过LC选频电路可以消除大部分无用的电磁波。

  5)临频噪声

  如果时码信号为60kHz,干扰电磁波信号为60.3kHz,再好的天线也难以解决这个问题,因为我们难以将天线的Q值做到60/(0.3*2)=100以上。为了达到实用的临频?#31181;?#25928;果,Q值一般要在5000以上。因此最好采用晶振滤波器解决问题。

  6)大气噪声影响

  在我家,阴雨天气,信号比较好一些。?#23376;?#22825;气不闪电期间信号更好,但打雷时会产生严重的电磁干扰,几公里外的雷电同样会影响到接收。

  大气扰动,会影响场强的大小,加入AGC电路进行自动增益调整,以适应场强的缓慢变。当扰动频率高时,就变成了有害的噪声,AGC电路无法消除这种噪声。

  7)用电器的电磁辐射

  在电视机旁无法接收,在电脑开关电?#30913;?#20063;无法接收。在万伏高压线旁,接收效果也差。

  8)放大器的非线性扩大了噪声影响

  如果放大器过载(前级容易过载),会引入谐波失真。?#28909;紓?#36807;载瞬间增益变大,时码信号变大,这样时码信号就被噪声调制了,无法正?#26041;?#30721;。

7、所用到的主要工具与器件

  1)频?#22987;疲?#35774;计精确的信号发生计时较对用的。


2)示波器,调试设?#39057;?#27874;钟使用。


3)信号发生器。


4)信号发生器。


5)万用表,数字表与机械标均需要,机?#24403;?#29992;于测试时码脉冲情况(当然也可以使用示波器,各有好处)。


6)自?#39057;?#24494;享计,绕线圈时使用,(也可以使用信号发生器加示波器,但十分不方便)。


 7)尼龙扎带。用于固定线圈、元件、电路板?#21462;?br>

 8)?#26412;?#20026;0.38mm柒包线,用于绕制线圈。


9)收音机(比对天文台标准进间使用)、三极管(不用说了)、磁环(取自小风扇)、电解电容。


10)大天线制作图。


11)小天线制作图。


12)小天线加电路板。


13)涤纶电容,制作谐振器时使用。


14)60.000k晶振、60.003k晶振、68.500k晶振。


15)电阻、导线?#32469;?#20214;。


16)计算器、尺子。


17)单片机的一些材料。


18)可变电容、淘宝买的电波?#25317;取?br>

19)电脑主板,在上面取高频磁环、高频电解大电容等(要用到50W电络铁,否则可能取不下来)。


20)用中波磁棒制作时码天线。


 21)其它工具:30W电烙铁、50W电烙铁、焊锡、数字万用表、机械式万用表、?#19978;恪?#19975;能板、4厘螺丝螺母、尺子、焊锡、镊子、剪刀、螺丝刀、钳子、2cm*2cm方?#23613;?#24102;屏蔽网线、110mm排水管、手电钻、钻头、屏?#38382;?#39564;用铁盒子。

  如果你的业余时间不是很多,就不要一次买一样,可根据我上面所列清单一次性尽量准备齐全。有些设备主要是设?#39057;?#36335;使用的,如示波器等,如果仅仅是为了制作一个而不是设计实验,这些设备不一定非得准备。买元件并不容易,需知道何处有卖才能事半功?#31119;?#28385;街乱跑不一定买得到。元件与工具准备好了,就成功了1/3。我买元件的方法是:手电钻、螺丝在五金店买的;柒包线在电机修理店买的?#32531;?#23376;是到超市买保鲜盒或?#36141;?#25110;储物盒等;RVV?#21483;?#32447;是在开关电线店买的;排水管在水电装修管材店;网线在电脑城买的;电子元件、万能板是在电子元件店买的;电感计是自?#39057;模?#30456;关书籍是市级新华书店买的新华,《中国天文年历》是网友帮我从?#26412;?#20080;来的;3V的STC单片机是淘宝网买的;方木取自装簧材料店;示波器是网络上买二?#20540;模?#39057;?#22987;?#20063;是网购的。晶振在阿里巴巴网?#28023;?0k、68.5k晶振在网络上一般不零售的,?#36824;?#21487;以找到厂商,应转到公司的主页或店铺主页找销售?#20445;?#22909;话多?#23548;?#21477;他们就会卖。如果你实在买不到晶振,可以使用普通的32768晶振接收60kHz的日本码,?#36824;?#36825;时电路须加入混频级(就象超外差式收音机,中频变为32768)及中频谐振线圈,其中精确的稳定的本振信号可以使用单片机产生,“虽然复杂一些,?#36824;?#25928;果也不错,32768晶振可以取自2元店的石英钟。

 

四、抗干扰设计

1、输入问题


 上图两种接法均不能很好的消除噪声。由于三极管基极上的电阻设?#39057;?#24456;大,所以C0容?#35838;?#27861;设?#39057;?#24456;大,那么与基极相连的导线(包括电容内部的电极)上感应的音频噪声对地为高阻,噪声变大。右图的噪声还会更大,因为从基极到C0的上极板构成很长的导体,噪声明显变大。如果要制作灵敏?#20219;?uV的电路,这种电路几乎不能用。虽然此类电路在中波、短波收音机中很常用,但长波接收中就显得很不好用。中短波接收机中,即使引入了音频噪声(包过一些超音频),也可以在后极的选频电路的加以消除,长波接收机中,要接收的频率就在音频附近,而且信号微弱(常常只有中波信号场强的1/10),造成音频噪声的?#31181;?#26377;许多困难,对音频噪声十分敏?#23567;?br>
  我制作的第一个电路,采用上图的左图那个电路,觉得噪声太大,用220V供电效果不太好,后来改为右图,效果更差。无奈,只好重新设计输入级。本电由T1和T2组成平衡输入结构,当天线上有共模噪声时(线圈两噪声相同),噪声变有效?#31181;啤?#22122;声经过C3旁路,剩余噪声在平衡输出情况?#36335;?#22823;倍数很小(参见差动放大器原理)。

2、各级放大基本使用?#37319;?#25918;大电路,对高频干扰信号放大能力很弱,来自单片机的干扰可以忽略。

3、尽量避免高阻抗设计。

  低功耗电路设计中,容易出现高阻抗电路。如果?#23548;?#20813;不了高阻抗,可以考虑加入一级LC滤波提高信噪?#21462;?br>
4、加入一级电源供电RC退耦滤波设计,消除数码管扫描引入的低频噪声,同时也增强了电路的稳定性,防自激。

5、加入一级晶振滤波,滤除临频干扰

6、加入晶振补偿电容,消除分布参数耦合的噪声。

7、晶振输出负载使用2至3倍晶振谐振阻抗设计,减小谐振阻抗不稳定的影响,防止过冲振荡的干扰发生。

8、加入一级LC谐振器,?#31181;?#21069;级放大器引入宽?#33258;?#22768;。

9、充分利用检波门槛电压提高脉冲信号的对比?#21462;?br>
10、对天线进行电场屏蔽,减少超过1倍的噪声。

11、在电路板下面加一个敷铜板,减小电路中某些高阻抗地方感应的噪声。

12、使用较小的电流驱动数码管,减小它发出的的干扰。

13、把电路做得小一些可以减小噪声,用万能板是一个不错的选择。?#36865;猓?#29992;双面敷铜板制作噪声更小。最好不要用单面敷铜板制作电路,因为您可能需要使用刀刻法作做电路,不好排版,电路可能会制作得比较大。

五、检波器设计

  二极管的伏安特性是指数形式的,利用这种非线性特征,可以很方便的进行检波。


 二极管的微变电阻是r=26mV/I,式中I是流经二极管的直流电流,I=U/R,式中U是二极管输出电压,R是负载电阻。那么就有r=26mV/U*R,调整直流偏置电压,使得R的压降(即U)达到0.1mV至10mV左右,这样r远大于R,导通微弱,小信号将施加在r上。当交流信号加强后,正周期每增加26mV,r变小3倍,增加数个26mV后,r将比远小于R小,正向包络信号将几乎全部分压在R上,线性良好。交流信号反周期每减小26mv,r变大3倍,r将?#23545;?#22823;R,反向包络信号全部加在r上,而不输出在R上。这样只输出正向包络,而不输出反向包络,形成了二极管检波电路。

  小信号检波时,正周期导通时,r大于R,输出信号对强度主要由r的值来决定,这种情况下,在峰值区检波效率高于其它地方。

  大信号检波时(大于4个26mV),输出信号与r无关。本电路使用大信号检波,因为后级电路本身的背景噪声有5mV以上,不利于提高信噪?#21462;?br>

  二极管微变电阻的改变而产生检波效果,但是,如果不加偏置,微变电阻太大,几个26mV之内无法减小到R的数量级,会造成正向导通输出太弱,无法检波。R有电流通过才会道产压降U,当电流达到易测量范围(1uA至1A),二极管上的压降约在0.4V至0.8V。因此,如果R取1千欧,R上压降要达到10毫伏数量级,偏置电压应取-0.5V左右。如果不加这个偏置,就会形成0.5V左右的电压门槛,只有当信号大于0.5V之后,r上流过的电流才会时入?#23376;?#27979;量的范围。本接收机的电压门槛设?#26790;?.3V左右。为?#25105;?#35774;置门槛呢?本机载波信号输出为0.6V左右,它是键控信号的峰值,谷值为60mV,由于前级滤波器输出缓慢(下降沿到来时输出下降慢)及噪声的影响,谷值在100mV至250mV之间,在门槛电压的限制下,波谷信号基本不检波出来,这样可以增加检波输出信号波峰与波谷的对比?#21462;?#30005;路中采用准倍压检波,D1和R1提供检波偏置电压,D1上的压降是0.5V。R2越小,检波灵敏度越高,所需的信号输入越小,检波输出的滤波由R3、C2决定,与R2无关,因为在AGC控制下,R3的输出幅度是稳定的,所以R2的电流供应大小也是稳定的,不会因为R2变小而使输出变坏。

  三极管检波的灵敏度高,当电流达到易测量范围(1uA至1A),压降约在0.3V至0.8V,当T1输入达0.4V就会有明显输出。T1的输入的偏置电压为0.25V,这样当输入交流为0.15V(峰峰0.3V)时,跃过门槛电压并进行大信号检波。

  R2取值1.5k即可,如果R2取值1k,检波效率提高1.5倍,所需的电压输入也变显小,这时最好减小检波门槛电压。如果3V电源是稳压电源,那么可以在D1上加上1k左右的电阻,以减小检波门槛电压。如果使用电池供电,D1上不可串电阻,否则电池电压改变会影响检波门槛电压。R2的取值最好不要超过1.5k,因为R2取大了以后,检波增益低,就要求更大的检波输入,?#28909;鏡2取2k,检波输入须达到0.8v(峰),这时末级输出有可能过载了,末级的工作点不一定调整的很准确(除非你有很多电阻可供调试),所以0.8v峰峰输出过载的可能性比0.6v大了许多。末级的最大动太范围只有2V,所以交流最大输出为1V,但达到最大输出时失真大,所以最大输出只能定为0.5V,当通过电容接上负载后,动太范围还要减少,0.4伏输出还是有点失真的。当R2取1.5k时,末级输入只需0.3V就可使检波输出达到1.2V

  如果对输出信号还不满意,可以在检波输出后再加一级30k电阻和1u电容滤波,信号输出更平滑,抖动更小,?#36824;?#36825;样滤波后也有坏处,信号变形加大,脉冲宽度改变较多。

  检波二极管使用硅二级管1N4148或三极管,它的频率特性良好,?#38405;?#35201;比2AP9好得多。

  晶体管压降具有负的温度系数,即-2mv/摄氏?#21462;?#22240;?#23435;?#24230;变化会改变检波门槛,D1的加入可以起取一定的补偿作用。

  在福建莆田测试结果:在AGC控制下,最后检波输出电压峰值为1.25V左右,在峰值期间,噪声一般在0.1V左右,不超过0.2V。由于AGC控制能力所限,在强信号时,输出的峰值可能达到1.4伏。谷值期间,电压为0至0.3V,前级滤波器的使用信号缓变,当BPC时码信号人0.1秒的窄码时,谷值无法达到0值,大约为0.3V左右。因此,区别峰与谷的电压门限最后定为0.8V左右(0.7至0.85即可)

  检波器的输入平均阻抗估计:晶体管输入阻抗为120k(R2取1.5k时),由于有点象倍压检波,所以阻抗减1/4,取值30k(?#23548;?#27809;有这么小,取50k也可以),小信号时近?#33670;?#32447;性负载,阻抗为120k/2=60k,即T1阻抗和D2的微变电阻并联值。

检波效率:

  计算起来是很麻烦的,通过软件模拟或实测比较方便。以下是R2取1.5k时的测量结果


  测量方法:在L2、C2上并联470欧电阻,在从L2两端加入一点68.500kHz信号电流。用电位器调节电流大小,L2的信号大小为毫伏级。再测检波输入输出电压。

  由于电位器引入一些噪声信号,以及示波器上的读数没有数字万用表准确,所?#22278;飭课?#24046;比较大,只好多次测量取平均。

  当V1<0.3V,检波总效率小于1.5,平均0.7,当V1>0.3伏时,检波总效率一般在2.0左右,平均为2.0。T1饱和原因是V1+V2=0.8+1.8=2.6已接近电原电压,电路测量时电源电压是2.80V,饱和时检波效率下降。

  检波输出的RC常数选择问题。电路中RC常数为0.02秒,放电期间,经过0.08秒(4个RC时间常数),以谷值为参考,幅度降为2%;充电期间,因为大部分时间为满幅载波且放电速度较快,所以近似满足方程I*t1=V/R*t1,即I=V/R,式中V为检波输出电压。如果干扰信号的周期小于0.02秒,将被?#31181;啤?br>
六、晶振滤波设计

  具体分析晶振滤波器,是一个比?#32454;?#26434;的问题。先从高Q的LC谐振器讨论,因为晶振可以等效为LC电路。


  LC串联电路是一个二阶电路。LC电路存在一个自由谐振频率w0,非常接近1/sqrt(LC),误差小于0.001赫兹,因此w0可以看作谐振的固有频率。工作时,信号频率等于或接近于固有谐振频率。开关闭合后,给LC电路加入Asin(wt)的恒幅信号,计算表明,回路的暂态电流I是两种频率的合成。其一是信号频率的电流,大小为(A/Z)*sin(wt+α),式中Z是回路总阻抗。其二是固有频率的电流,大小为-exp(-at)*(A/Z)*sin(w0t+α),式中a是阻尼系数,在LC电路中其值等于带通1/2宽度,晶振中其值约为1.5倍带通宽?#21462;?#36825;两个电流的初相位相同,频率不同。正由于频率不同,叠加后会产生过冲振荡现象,由三角函数的和差化积公式知道振幅发生振荡的周期是上述两频?#25163;?#24046;的一半。过冲时峰值电流超过(A/回路总阻抗)。如果某时信号突然变小,相位不变,两频?#23454;?#21152;后会产生阶梯?#36739;?#38477;曲线。如果信号频率与固有频率相同,则不会产生过冲现象。总之,电路中存在固有频率的电流,就会产生干扰,这种电流是晶振储能的表现。振幅过冲曲线如下图:


  具体的计算可以使用复频域欧姆定律计算,再对计算结果进行拉普拉斯反身变化得到计果结果。也可以使用软件进行数值计算仿真。计算方法详见“LC滤波器暂态分析”

  我采用的60.003kHz的晶振,带通宽度是B=2Hz左右(等效Q值在30000左右),阻尼系数是a=1.5B=3Hz,谐振阻抗是30k。所以固有频率电流衰减速度很慢,经过0.3秒衰减比例才能达到1/2.71828。

  过冲现象具体描述:输入频率与固有频率偏差D,经过1/D/2时后,两个电流相位差180度,过冲基本达到最大值,相对幅?#20219;狝2=exp(-at)=exp(-1.5B/D/2),可见当D=0.5B时A2=0.22,过冲现象不再明象。因此,信号频率与谐振频?#25163;?#24046;D一定要落在-B/2到+B/2范围之内。那么就得到一条规律:时码载频须落在晶振带通范围中间,否则将观测到明象的过冲现象,在带通范围的边界点上,过冲22%。如果D=0,根本看不到过冲现象。

  负脉冲的下降规律是为exp(-at)。设脉冲宽度是T,当aT>1.5时,A2<exp(-1.5)=0.22,可见A2基本下降到最低电?#21073;?#26102;码信号就可以顺利能通过。此时有1.5*B*T>1.5,即B>1/T。因?#23435;?#20204;?#20540;?#21040;第二条规律:时码脉冲宽度决定晶振滤波器带宽的选取值,需满足B>1/T。

  晶振工作时的固有频率不一定是标?#39057;?#39057;率。标?#33670;?0.003kHz的晶振,接上10—15pF的负载电容后,固有频率才会在60.003kHz左右。如果接一个1000pF的负载电容或接一个1k的电阻,谐振频率是60.000kHz。如果负载是一个30k电阻与10pF并联,负载呈纯阻特性,几乎不呈容性,相当于没有负载电容,固有频率为60.000kHz。电路中晶振输出负载接到晶体管的基极,负载阻抗基本为纯阻50k左右。电路的Q值下降到10000左右,带通宽?#20219;狟=6Hz,满足B>1/T=1/0.2=5Hz的条件。中国BPC时码的0码脉冲宽度是0.1s,带通宽度只能取10Hz以上,相应的Q值约6000。

  BPC时码电路没有采用68.503kHz的晶振,而采用68.500kHz的晶振(接入纯阻负载的谐振频?#25163;?#26377;68.497kHz左右,频偏D=3)。这是因为,BPC时码的0码脉冲宽度是0.1s,相当于频率是1/(0.1*2)=5Hz,这就要就带通半宽度a>5Hz。那么时码载频68.500kHz已落在68.497+-5Hz的范围之内,而?#19968;?#26412;在中间了,不会造成明显过冲现象。当然,最好选用68.5003kHz的晶振。

  ?#23548;?#30005;路设计中,先由里时码类型确定带通半宽度a,当a确定后,允许晶振固有谐振频率与载频的偏差也就确定下来了。?#36865;猓?#36824;须测试定Q值、谐振阻抗等参数,这样才可知道a的值以及负载电阻的取值。用精确的信号发生器和示波器可完成这项测试工作。如果没有测试工具,负载选100k即可,就是?#30340;?#21487;降低Q值,也要确保不发生过冲,同时确保时码信号正常通过。

  低频晶振的Q值很高,带通半宽度一般只有1Hz左右,不能满足要求。JJY60接收电路中,选用50k纯阻负载把Q值降到11000,带通宽度约为5.5Hz。BPC电路中选用100k负载,把Q值降到7000左右,这样就基本解决问题了。

  利用晶振滤波,相当于用一个高Q的LC串联谐振器进行滤波。但晶振两极的分布电容(约0.8pF)对滤波效果影响较大。?#23548;?#19978;,电路连线时的分布电容?#19981;?#24341;起额外的电场信号耦合,所以分布电容估?#33670;?pF。为了消除这1pF电容耦合的影响,电路中再加一个反向信号耦合,正负信号相消,这样就比较彻底消除分布电容的影响。反向信号为正向信号的5?#31181;?,由L2主副线圈的匝数比决定,所以反向耦合电容取5pF,通过这种补偿后,刚好正负相消。应注意?#21073;?#22914;果不加入这个5pF电容,杂波会增加很多。晶振最好选用低谐振阻抗的,如30k欧左右的。如果选用150k的,噪声会大一些。晶振输出端(电路中右边那个脚)、下一级三极管的基极、5pF电容的右边那个脚,应连接在一点上,不要通过很长的电路相连,不然会引入噪声,这是因为晶振对选频之外的频?#39135;?#39640;阻抗造成的。必要时,可以对这个特殊连接点用电路板上的走线屏蔽。 

  在T1的输入端串联一个晶振滤波,即把1uF输入电容换为晶振,可以提高一点抗干扰能力,输出信号清析无杂波,但时码信号振幅变得比较柔软有弹性(带通宽度太窄造成的),波形稳定性?#22278;?#19968;些,时码信号是脉冲键控信号,不宜把它滤波得太柔软,因此仅在干扰太严重的情况下考虑前级加晶振。

七、LC谐振器的制作

  一定要防止失谐。Q=50的电路中,谐振误差2k,会造成有用信号被?#31181;?倍以上,临频噪声的?#31181;?#33021;力下降很多。在没有失谐的情况下,不加晶振滤波,常常也可以在示波器中看到时码信号。

八、AGC原理(自动增益控制)

  检波输出后,经T11放大,再通过一个PI型滤波器得到AGC控?#39057;?#21387;,并由它控制各前级放大器的基极偏置电流。改变基极偏置电流,会引起射极微变电阻改变,进而使电压放大倍数改变。当前级输出阻抗比本级输入阻抗低很多时,AGC引起的输入阻抗变化基本不会造成前级负载改变,因此增益的改变主要由射级微变电阻的改变来决定。射级微变电阻与基级电流几乎成正?#21462;?br>
  AGC宜控制前级增益,不宜控制后级增益。原因有二。其一,如果通过AGC使后级增益变小,那么所需的前级电平就大,我们知道前级未经窄带滤波,放大的基本都是比时码信号强几倍其至十几倍的噪声信号,这样容?#33258;?#25104;前级过载。其二,后级的信号输出很大,对静态工作点要求?#32454;瘢珹GC改变后级偏置电流,会造成工作点不满足要求。

  在AGC控制下的检波输出的时码电压,本文称之为AGC门控电压。

  AGC输出电压取1.0至1.2V为?#36873;?#22914;果当地信号强,应降低电路的最大增益,反之就应增加。可以通过改变T2(大天线那个电路的T2,小天线的T4)的基级电阻,使电路增益改变。改变晶振滤波极的射极电阻也可以(会改降Q值的,降低滤波效果),但应在220到1.5k之间选取,不要太大,不然对Q值影响过大。?#36865;?#20063;可以改变输入极的极电集电阻使增益降下来。如果信号太强,最好的办法还?#21069;?#22825;线做小一些。大天线那个电路,在福建莆田测试,AGC输出电压已降到0.85至1.0V,电路最大增益偏高了一些,?#36824;?#36824;?#24378;?#20197;很好的工作,所以我没有降低电路的最大增益。

  总之,这个AGC的控制能力虽然很有限,但控制最大增益后还?#24378;?#20197;适应当地的信号强度变化,信号强的地区最好预先降底总增益。

九、比较器

  比较器的门限电压选定与检波器的门槛电压、AGC门控电压、晶振的带能宽度?#30333;?#23612;系数。具体计算比?#32454;?#26434;,因此采用实测法得到门限电压的最佳值。在示波器中观测检波输出波形,用?#25628;?#21363;可?#30452;?#20986;最佳门限。BPC时码取0.70V至0.8V左右,JJY60取0.53V即可。我选用8050晶体管,电流放大倍数是300倍,所以门限电压只有0.53。晶体管压降的温度效应是-2mV/摄氏度,因此每升高10度,门限电压下降0.02V。我的8050晶体管质量不标准,一些重要的极限参数只有产商规定的一半,正规的8050得到的门限电压可能略有不同。

  门限电压确定之后,JJY60的P、0、1码的宽度通过单片机实测,BPC的0、1、2、3码也是通过单片机实测得到的。用?#25628;?#35266;测单片机输出的时码脉冲宽度的数值,多看几?#31181;櫻?#23601;可以知道各个码对应的平均脉冲宽?#21462;?#38376;限取高了,宽度变大,取小了宽度变小。取大了抗干扰能力变小,取小了BPC的0码易丢失。

  门限电压为R3和R4比例决定。当R3=60k,R4=100k,门限电压是0.53*(60+100)/100=0.85V,BPC脉冲宽度是0.18s,0.29s,0.39s,0.49s。当R3=43k,R4=100k,门限电压是0.53*(43+100)/100=0.76V,BPC脉冲宽度是0.14s,0.24s,0.34s,0.44s。应注意,检波器的门槛电压、AGC门控电压的改变,会改变脉冲宽?#21462;?br>
  门限电压由R3和R4比例决定。当R3=43k,R4=无穷大,门限电压是0.53V,此时JJY脉冲宽度是0.80s,0.50s,0.20s。

  BPC秒脉冲下降沿之间的时间宽度是1秒,每1秒整产生一个下降沿。本电路实测误差+-50ms,大部分误差在+-10ms?#38405;冢?#27979;试于福建莆田。

  JJY秒脉冲上降沿之间的时间宽度是1秒,每1秒整产生一个上降沿。本电路实测误差+-50ms,大部分误差在+-10ms?#38405;冢?#27979;试于福建莆田。

十、天线设计

三种设计方?#31119;?br>
1、使用20cm长度的中波磁棒绕制天线。

  这种天线可以制作得很小,且灵敏度?#32454;摺?#30001;于天线尺寸小,分部电容参数小,所以接收电场信号的能力很弱,电场干扰得?#25509;?#25928;的?#31181;疲?#36825;可以理解为广义上的电场屏蔽。一般的,要求天线具有一个高Q值谐振回路。我这里定义Q大于40为高Q电路,小于30为低Q电路。用?#26412;?#20026;0.6的铜线(柒包线)在磁棒上绕制150圈转右,与4.7uF电路谐振在60kHz,Q值约在40至50。在低频电路中,业余制作一个高Q的谐振器并不容易,所以这里把高Q的标?#32423;?#24471;比较低一些。

  阻抗也有要求,天线的阻抗控制在50k欧右即可,高阻容易引路电场噪声干扰。

  磁棒也可以做屏蔽处理,连同线圈与铁氧体一起用线圈屏蔽。

  无需在磁棒上搞了一个次级线圈。次级线圈一般设?#33670;?#20302;阻抗(圈数少),但对于频?#24335;细?#30340;噪声,阻抗还是很高的,次级上又没有谐振电容吸电高频信号,这造成信噪比不会提高,反而把有用信号变小了。再者,低阻抗与本电路的输入级无法阻抗匹配,能量吸收少,信噪比难以提高。当然,如果磁棒不屏蔽,使用次级线圈(初次匝数比2:1),信噪比稍高一些,但效果也不明显。

2、?#26412;?#20026;110mm空心线圈

  灵敏度比中波磁棒低一些,用于接收中国时码没问题。取一?#29616;本?#20026;110mm的排水管(约10cm长度即可),用0.38的柒包线绕120圈,与4.7uF电容谐振于68.5k,Q值为35。120圈是有剩余的,?#23548;?#30005;容给定后,然后逐步减小圈数,使之谐振于68.5k,许可误差0.3kHz。

  取43k欧电阻,与谐振器串联,接上信号发生器,用示波器观测谐振器的振幅,当然应采用10:1的探头接示波器。调节信号发生器的频率,找出振幅最大时的频率,然后就可算出误差的圈数。计算时应注意,电感量与圈数的平方成正比,所以如果谐振频率误差10%,说明圈数也误差10%,这样很容易找出正确的圈数。

  线圈较大,所以必须做屏蔽处理,否则信噪比上不去。用0.5mm2的RVV铜导线在线圈上密绕一层,一端开路,另一端并联后接摸拟地。线圈两条引线用双绞线方式引出到电路板,引线控制在30cm?#38405;冢?#20877;用一条0.38铜线绕在这段绞线上当屏蔽层并接入模拟地。接下然找一个电容与之谐振,测试频率,如果频率不对调整圈数。屏蔽的RVV导线与线圈之前存在分布电容,所?#22278;?#35797;谐振频率时,屏蔽导线应接入模拟地。不然,测量的结果是错误的。

  最后,接入放大器后,用示波器观察波形。用手接触天线,信号质量不应有变,否则说明天线屏蔽没有做好,应注意,示波器不可接地,如果接地,会把很多电源干扰被?#31181;疲?#24433;响我们对接收机抗干扰能力的测试。

3、高灵敏度天线

  ?#20040;?#23631;蔽的网线制绕。取2cm*2cm方木一条。锯成两断,其中一段是77cm。在77cm的那支方木主中间钻一个洞,在另一支方木77cm/2的地方也钻一个洞,这样就可以用螺丝将两支方木固定成一个十字架形?#30784;?#22312;方木上钻洞,以便穿线网络线。每端钻6个洞,其中较长的那支方木上端应钻7个洞,所以用于穿绕网线的?#22402;?#26377;25个,?#20174;?#27934;之前的距离约为1.5cm。接下来用网线回形穿绕成正方形,共6圈正方形,当然外层大一点,内层小一点,正方形的平均大小为45cm*45cm。把网线中的8条线串联起来,接点应锡?#31119;?#21478;取一断网线的线芯,去皮,在屏蔽铝箔上严实绕上7到9圈引出做地线,网线中本身屏蔽线铜线也引出接到地线。?#23548;?#19978;,屏蔽地线、网线本身蔽线铜线、线圈的一端这三条接在一起引出接模拟地即可。用一段20到30cm长的音响用的屏蔽线将线圈引出。这个线圈的分布容将近1nF,所以只需外接1.2nF的电容就可谐振在60kHz,Q值约为40。线圈的圈数是难以调节的,所以是通过调整电容值使之谐振在指定频率,必要时可?#22278;?#29992;电容并联找到所需的容量。谐振频率误差应控制在400Hz?#38405;冢?#36229;过600Hz就不好了。

十一、关于天线上感应的信号强度

设场强为E,信号弱的时候,场强小于1mV/米,在线圈上能够感应出多强的信号。这个问题必须解决才好设计相匹配的放大器。

平面电磁波,有以下关系?#21073;?br>
  磁场强度H=E/η,式中η是波阻抗,η=sqrt(μ/ε)=377Ω

  磁感应强度B=μH

设线圈平均面积是S,圈数为N,则磁通?#35838;?br>
  φ=NBS=N*μH*S=ENμS/η

  φ对时间t求导数,得到感应电势,写成复数形式

  U=jωENμS/η,相当于在谐振回路中串联了一个值为U的电压源

可见U与N成正比,所以圈数一定要多一些,一两圈太少了,会造成U太小。N需要几十圈。当然N也不是越大越好,还受到其它因素的影响。

谐振时,回路为纯组,因此导线电阻上的电压就是U。若谐振回路的?#20998;室?#32032;为Q,那么圈上的电压为U2=QU

  P = U2/R

  =(jωEμS/η)^2*L0*N^2/R/L0

  =(jωEμS/η)^2*Q/L0

  L0是单圈平均电?#26657;?#22312;多圈情况与,L0与线径关系不是很大,基本?#19978;?#22280;的面积决定,因此高Q是关键。从接收功率(这也是最重要的),应加大Q。高Q电路可以提高接收功率P,获得高灵敏度,同时还可以提高选频能力,?#31181;?#22122;声。

  从感应电压强弱角度来看,应加大N和Q。但N加大会带来高阻抗输出的结果。放大器的所需的增益(间接决定了所需三极管的个数)主要由接收功率决定,而不是由电压决定,所?#22278;?#24517;过份追求很大的N值。另一方面,高阻抗容易引入近电场干扰,甚至连?#31181;?#24037;频干扰都会有困?#36873;?#24403;然,如果N过小,则输出电压太低,阻抗太低,难以实现阻抗匹配,功?#19990;?#29992;率低下,这时电路的本身的噪声(如热噪声等)的影响将变得比?#21414;?#26174;,再者,N过小线圈的Q值?#19981;?#27604;较小。业余制作条件下,经过各种滤波处理可以轻松的把电路本身的等效输出噪声设计在0.5uV以下,甚至可以做到0.1uV,因此,只要有几个微伏的稳定信号输入,就会得到很高的信噪比,不会比集成电路差。

  在N不很大的情况下,电感量与N2成正比,而电阻与N成正比,所以Q值与N成正?#21462;?#24403;N很大时,Q值受到集肤效应、临近效应、电容Q值、分布电容等的影响,Q值不再提升,反而下降。线圈阻抗设计在0.5kΩ至1.3kΩ到范围即可,阻抗太高,分布参数的响影太大。

  如果Q值做到了50,那么这时谐振阻抗高达25kΩ至65kΩ左右。在与输入阻抗匹配的情况下(输入电阻等于谐振电阻),天线功率的利用率最大,可以可以达到25%。接上输入级之后,Q值下降,P值变为P*[R/(Ri+R)],所以有效的输入功率为P2=P*[R/(Ri+R)]*[R/(Ri+R)],式中Ri为放大器输入阻抗。输入信号较强时,电路放大倍数会做得较小,这样电路本身的噪声是很小的(除非你乱接电路),所?#22278;?#24517;过份吸收天线传送过来的功率,必竞通过降低Q值来获取功?#20160;?#19981;合算。?#28909;?#35856;振阻抗为50k?#31119;?#36755;入阻抗可以设?#33670;?00kΩ至200kΩ

  从上面P或U的计算公式看来,加大天线面积S,可以有效的提高灵敏?#21462;?#21046;作设计时,我选定天线面积为45cm*45cm=2025cm2=0.2m2,绕制48圈,Q值是40,谐振阻抗约为47kΩ。那么U2 = QU = jωENμSQ/η=jE*6.28*60000*48*(4*3.14/10000000)*0.2*40/377=j0.48E。这就是说,当E=1mV/米时,U2=0.48mV。把谐振器制好以后,用示波器10mV/div档可以观测到时码信号,应注意示波器输入电容对谐振器的影响,所以可以考虑串接晶振来观察。当然,在福建莆田,大部分时间干扰信号严重,所以看到的是噪声信号,只是?#32423;?#21487;台看到时码信号。信号强的时候达到到1mV左右,弱的时候看不?#21073;?#20272;计也就零点几毫伏。所以我家的场强估计在0.2mv/?#23383;?mV/?#23383;?#38388;。

  可见,放大2000倍以后可以得到0.5mV*1000=0.5V输出,放大倍数应有足够余量,以适应信号变小时可以正常接收,所以?#23548;?#25226;放大器的电压放大倍数来设?#33670;?万倍左右,以匹配这个天线的需要。

  穿透天线的电磁波功率:P0 = Re[E×H/2],式中Re指取复数的实部。对于平面电磁波来说,直接用标量值计算就可以了,即P0=E*H/2=E*E/2/η=E2/754

  这个天线接收到的功率P=U2/r=[U2/Q]2/r=U22/R=(0.48E)2/R,式中r为等效串联谐振电阻,R为等效并联谐振电阻,此天线的R=47k?#27010;罰?#25152;以P = E2/200000。可见P/P0=0.0037=0.37%,大部份能?#35838;?#27861;捕捉。也可以理解为,天线相对电波表现出的阻抗与波阻抗根本不在一个数量级,所以利用?#23454;住?br>
 天线是有方向性的,日本在福建的北偏东方向,中国BPC台在福建的北面,所以这两个电波传到福建的方向基本是向南的,磁场方向是东西方向的。调整天线,让磁场经过天线线圈即可接收到电波。?#36865;猓?#35843;整天线方向,还可以有效的避开一部分干扰信号。

十二、整机分析(以大天线为例)

  末级三级管(即T4)集电极工作点应调节在1.7V左右,以达到最大的动态输出能力。

  L2与C2构成谐振电路,用0.38mm柒包线绕在高频小磁环上,磁环取自电脑主板上滤波用的小磁环。共绕制140多圈,副线圈为27圈,主副线圈匝数?#20219;?:1。绕制前,先测试磁环的?#20219;?#23450;性,?#19978;?#32469;制20圈,用电感计测?#31185;?#30005;感量,再用电络铁烘烤线圈,使其明显升温,电感量变化应小于1%。C2为?#26032;?#30005;容,其温度特性较差,随温度升高容量会变大,在测试谐振频率时,可能需要对电容进行焊接,所以一定要等到电容温度回到常温后再测?#31185;?#35856;振频率,否则可能带来2至3kHz的频率误差。L2与C2的谐振器的Q值高达60以上,所以带通宽度不到2k(即+-1k),只要有1k的谐振误差,就可造成时码信号落在带通范围之外,电路增益?#26412;?#19979;降,而且影响选频效果。如果焊接电路板时产生较多?#20872;?#19968;定要认真清除。虽然大部分?#20872;?#19981;会导电,但有时候?#19981;?#36935;到?#20872;?#23548;电的情况,这时候电路失常的原因是很难判断的。我在测试电路增益时,实测值总是与理论计算值相差3倍左右,百思不得其解,后来重新测量线圈Q值时才发现是?#20872;?#23548;电造成Q值下降引起。

  除了天线要做好屏蔽外,电路板本身也应屏蔽。屏蔽方法是,取一块敷铜板,垫在电路板下面,铜板接模拟地,用螺丝将敷铜板与电路板固定为一个整体。当然也可?#22278;?#29992;更?#32454;?#30340;屏蔽方法,就看你的材料了。

  在AGC的控制下,检波信号的峰值在1.2到1.3V左右。当时码信号很强,此时AGC输出电压很低,检波输出稍大,反之较小。检波输入信号0.3V(峰峰0.6)。

  JJY60接收机中,比较器的门槛电压取值为0.53V,在BPC时码接收机中,比较器的门槛电压取0.8V左右。BPC码的0码是一个0.1秒的窄脉冲(0.9秒高振幅+0.1秒低振幅),由于晶振滤波器的带宽很窄,所以0.1秒宽度的信号不易通过,输出幅度低,表现为信号输出电压还没来得及下降到最低又马上上升,谷值只有0.5V左右。因此使用0.53V做为门槛电压是行不通的,大部分0码将丢失。当然,使用0.53作为门槛电压,噪声容限将加大很多,非要?#20040;?#20540;的话,可以在单片机中采用特殊算法?#19968;?码。

  本人的9018晶体管放大倍数β按60至90计算,电流小时按60至80计算,电流较大时按90到100计算。

各级输入阻抗:

  在?#37319;?#32423;放大电路中,如果没有接射级电阻,则集电集电流为Ic=βUB/RB,式中RB是基极偏置电阻,UB是RB上的压降。那么射级微变电阻约等于re=UT/Ic=UTRB/βUB,则rb=βre=UTRB/UB

  后级没有AGC控制,UB为定值,约为Vcc-0.6=2.4伏。电源电压改变会影响该值。UT是热电压,其值为26mV,它与温度有关,常温下变化30度,热电压改变10%。

 不要把1.5k和7.5k的色环电阻搞混了,这两种电阻颜色差不多。

 

整机增益计算:

T3和T4的放大倍数

  T4输入阻抗rb=0.026*620k/0.8=20k?#31119;?#19981;含RB负反引起的阻抗

  T4偏置电阻负反馈引入的输入阻抗为620k/44=14k,则T4输入总阻抗为20k//14k=8.2k

  T3输入阻抗rb=β(Re+re)+晶振谐振阻抗=80*(220+320)+30k=73kΩ

  本级cb结电容可忽略。我的电路T4用2N5551,结电容取2pF,等效到输入端电容为2*44=88pF,容抗约30k,该晶体管的fT取100MHz(此频率下容抗估算为射级电阻180),那么60kHz时容抗为300k,所以对于60kHz的低频电路,本电路的结电容的影响不必考虑,除非截电阻小于20k欧。但对于单片机11.0592MHz的晶振频?#19990;?#35828;,结电容不可忽略,此频率下受到结电容的影响增益变小很多。

  T4负载电阻等于10k//检波级输入电阻,约为8k,射级电阻为20k/110=180欧,所?#38405;?#32423;电压增益为8k/180=44倍

  T3窄带滤波级集电极负载电阻等于10k//8.2k=4.5k,射级电阻为73k/80=910,所以增益为4.5/910=4.5倍

  因此,最后两级的电压放大倍数是44*4.5=200倍

 

当AGC为2.6V时的放大倍数

  T2输入阻抗rb=0.026*2.4M/2=31kΩ

  T1输入阻抗rb=0.026*4.8M/2=62kΩ

  T2晶体管的集电极负载电阻等于谐振抗//并联下级的输入电阻,约为11k//110k=10k,射极电阻31k/70=440,增益为10k/440=23倍

  T1晶体管的集电极负载电阻等于10k//并联下级的输入电阻,约为10k//31k=7.6k,射极电阻62k/70=890,增益为7.6k/1k=8.5倍

  输入电路的衰减为Ri/(R+Ri),R为天线谐振阻抗,R=47k,Ri为T1输入阻抗,所以增益为62/(47+62)=0.57倍

  所以前级放大倍数是23*8.5*0.57=110倍

  总放大倍数为200*110=22000倍。

 

当AGC为1V时的放大倍数

  T1输入阻抗rb=0.026*4.8M/(1-0.6)=300k

  T2输入阻抗rb=0.026*2.4M/(1-0.6)=150k

  T2晶体管的集电极负载电阻等于谐振抗//并联下级的输入电阻,约为11k//110k=10k,射极电阻150k/60=2.5k,增益为10k/2.5=4倍

  T1晶体管的集电极负载电阻等于10k//并联下级的输入电阻,约为10k//150k=9.4k,射极电阻300k/60=5k,增益为9.4k/5k=1.9倍

  输入电路的衰减为Ri/(R+Ri),R为天线谐振阻抗,R=47k,Ri为T1输入阻抗,所以增益为300/(47+300)=0.86

  所以前级放大倍数是4*1.9*0.86=6.5倍

  总放大倍数为220*6.5=1430倍。

  在福建莆田,这个大天线可以接收到0.5mV左右的信号,所需基本放大倍数为1000倍,按10倍余量,放大?#35838;?0000即可。

十三、几个问题:

1、在大天线电路中,如果天线尺寸减小一半可以吗?

  答:我没有实验过。?#36824;?#29702;论计算表明?#24378;?#20197;的,只是放大器的增益偏小一点,这时可以把T2的基极电阻改为620k,这样增益就增加了1倍以上。

2、电路中L2、C2谐振器的作用是什么,为什么放在第2级放大电路,而不放在后级?

  答:谐振起到选频作用,如果天线的Q值偏低,通过这个LC谐振器可以起到一定的补偿作用,其次是,前级通过两个晶体管电路放大,电路会引入一些宽频?#33258;?#22768;,严重时可能影响后级。?#28909;?#36890;过这个谐振器可以强烈前级引入的?#31181;?#24037;频干扰。由于电感使用磁环制作,而且磁环体积较大,漏磁会反馈到天线,放在后级会引起电路不稳定,放在第二级是稳定的。再者,使用线圈后,容易得到晶振滤波所需的反向补偿信号。

3、如何进一频提高放大器的增益

  可在线路放大级前面加一级?#37319;?#25918;大电路,同时基极偏置电阻参与AGC控制。这样,电路的增益将变得很高,前极的差动平衡输入法一定要保留,否则信噪比可能不达到要求,那就没有增加增益的意义了。

  不可在输出级之后再加一级放大电路来提高增益。因为对于谐振频?#25163;?#22806;的频率,晶振表现为高阻抗,造成基极阻抗?#32454;擼?#32422;50k至100k),如果使用市电供电,在没有?#32454;?#23631;蔽的情况下,基极可感应出10uV的宽频?#33258;?#22768;,经两级放大后,输出5mV左右的噪声,如果继续放大,噪声变为几十mV或更大,而在AGC控制下,时码信号只有0.4V左右,显然信噪比?#36824;?#20102;。由于末级不可加入LC选频电路(末级的漏磁会引起电路自激),所?#38405;?#26497;采用高增益带来的噪声将很难处理了。

4、去除末级放大,而增加线路放大可以吗?

  答:不可以。原电路,滤波放大与末级放大的电压放大倍数是140倍左右,要得到0.4V的输出,输入时码信号电压得有3mV左右,而噪声电压可能比时码电压大了10倍,达到30mV。如果去除末级,那么滤波器输入就得增加20倍以上,达到600mV,显然要求前级要有足够的动态范围,需精心调整前级的静态工作点,给电路制作带来不必要的麻?#22330;?br>
5、为什么采用大天线后,输入级放弃平衡输入法。

  答:大天线的输入信号强,常规输入结构引入的额外噪声远小于天线原来的噪声,不影响信噪比,所?#22278;?#24517;采用平衡输入结构。

6、大天线的信噪比与小天线的信噪比,哪个更好。

  答:把屏蔽做好,信噪比差不了多少。如果屏蔽,大天线信噪比较差。

7、如?#38382;?#35856;振器的谐振在指定的频率上?

  答:可以使用信号发生器与示波器测定。信号发生器输出接一个电阻,再与谐振器串联。用示波器测量谐振电压及信号发生器的输出电压,调整信号发生器的频率,使谐振器的电压最高,这样就可?#22278;?#37327;出谐振频率以及Q值。测量时使用10:1探头。没有示波器,可以使用1N4148检波后用数字万用表测量。信号发生器可以使用单片机制作,通过算法的处理可精确生成?#25105;?#39057;率,精度可高达1Hz。

8、退耦电容有必要用到100uF吗,可不可以小一些,如10uF?

  答?#21644;?#32806;电容设计有讲究的。数字电?#20174;?#27169;拟电源共用时,会产生一些特殊的干扰。?#28909;?#25968;码管扫描电路,产生了周期为8毫秒左右的脉冲干扰。脉冲的及其谐波分量会产生少量干扰,这种频率较低的干扰,通过分布参数耦合量非常小,但它可能通过电源耦合形成干扰。起初退耦电容设?#39057;?#20301;置不对,滤波级供电不参与退耦,直接接在3V电源上,我在输出端发现了周期性的干扰信号,测量出干扰的频率后,意识到这可能是单片机扫描数码管的干扰。频率非常低,只有120Hz左右,我马上测量电池电压,发现电池上有有3mV这种信号。我用南孚5号碱电池,内阻是比较小的,居然还有多达3mV的干扰。于是我把3V电源的滤波电容加大到2200uF,情况好一些,但不满意,所以这个解决问题的方案不可?#23567;?#20180;细计算从电源耗合的干扰对输出的影响,发现是滤波级电源没有参与退耦滤波造成的,修改?#19978;?#22312;的电路进行滤波,这种干扰几乎消失。所以说,退耦电容是很重要的,不要随意减小。

9、为什么选择分立元件制作,而不使用集成电路?

  答:用分立元件,可以更方便的调试出信号的来龙去脉,制作起来更有趣。

10、如何观测噪声?

  答:注意切换不同的扫描档位比较,全局观测、局?#25239;?#27979;结合。示波器上的各种开关与普通家用电器的开关不同,寿命要长很多倍,多切换几次不要紧。

11、为什么使用3V供电,而不使用5V供电。

  答?#20309;?#20102;方便测?#22278;?#21516;地方的信号情况,接收机需移动位置,所?#22278;?#29992;电池供电。3V电压可以使和2节超市买的电池供电,十分方便。如果要设计成5V,须改动电路中的一些参数,使几个关键三极管的工作电流保持原值,因为有些地?#21483;?#35201;阻抗的匹配。

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